밀리미터파(mmWave) 안테나 설계는 높은 경로 손실(28/60 GHz에서 60–100 dB/km)과 같은 문제에 직면하지만, 이는 고이득 배열(20–30 dBi)을 사용하여 완화됩니다. 표면파 간섭은 기판 통합 도파관(SIW)을 통해 감소되며, PCB 허용 오차(±5µm)는 레이저 식각을 필요로 합니다.
빔 스퀸트(Beam squint)는 참 시간 지연(TTD) 네트워크로 보정되며, 열 드리프트는 낮은 CTE 재료(예: Rogers 5880)를 통해 관리됩니다. 위상 오류는 3D 프린팅된 렌즈로 최소화되고, 제조 비용은 하이브리드 FR4/세라믹 기판을 사용하여 절감됩니다.
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크기 대 성능 절충
밀리미터파(mmWave) 주파수(24–100 GHz)용 안테나를 설계하는 것은 엔지니어들에게 어려운 균형 잡기 행동을 강요합니다. 즉, 더 작은 안테나는 공간을 절약하지만 종종 이득, 대역폭 또는 효율성을 희생합니다. 예를 들어, 일반적인 28 GHz 패치 안테나는 단지 5×5 mm²일 수 있지만, 유효 구경 감소로 인해 3×3 mm²로 축소되면 이득이 8 dBi에서 4 dBi로 떨어집니다. 마찬가지로, 60 GHz 슬롯 안테나의 크기를 30% 줄이면 도체 손실이 15–20% 증가하여 전체 효율성이 85%에서 약 70%로 감소할 수 있습니다.
더 높은 주파수에서는 이러한 절충이 더 첨예해집니다. 76 GHz 자동차 레이더 안테나는 회절 격자 로브를 피하기 위해 최소 λ/2 (약 2 mm) 요소 간격이 필요하지만, 긴밀한 통합으로 인해 종종 이것이 λ/4 (약 1 mm)로 밀려 측엽(sidelobe)이 3–5 dB 증가합니다. 위상 배열에서 더 작은 요소 간격(예: 0.6λ 대 0.5λ)은 45°에서 스캔 손실을 2 dB에서 1 dB로 줄일 수 있지만, 상호 결합은 10–15% 급증하여 빔 패턴을 왜곡합니다.
방사 효율 대 크기: Rogers 5880 (εᵣ=2.2) 상의 10×10 mm² 28 GHz 안테나는 92%의 방사 효율을 달성하지만, FR-4 (εᵣ=4.3) 상의 6×6 mm²로 축소하면 유전체 손실로 인해 78%로 떨어집니다. 고-εᵣ 기판 (예: AlN, εᵣ=8.5)은 풋프린트를 40% 줄일 수 있지만, 표면파로 인해 전력의 5–8%가 낭비될 수 있습니다.
대역폭 제약: 24–30 GHz를 목표로 하는 5G mmWave 안테나는 ≥1.5 GHz의 임피던스 대역폭 (|S₁₁| < −10 dB)이 필요합니다. 크기를 절반으로 줄이면 일반적으로 대역폭이 30–50% 좁아져, 200–300 MHz를 복구하기 위해 결합 공진기 또는 슬롯 부하와 같은 기술이 필요합니다.
| 매개변수 | 5×5 mm² 안테나 | 3×3 mm² 안테나 | 변화 |
| 이득 (dBi) | 8.0 | 4.2 | −47.5% |
| 효율 (%) | 85 | 68 | −20% |
| 대역폭 (GHz) | 1.8 | 1.1 | −39% |
| 측엽 레벨 (dB) | −12 | −8 | +4 dB |
재료 영향: PCB 라미네이트 대신 LTCC (εᵣ=7.4)를 사용하면 60% 더 작은 안테나가 가능하지만, 열팽창 불일치로 인해 100회의 열 순환 (−40°C ~ +85°C) 동안 공진 주파수가 0.3–0.5 GHz 이동할 수 있습니다.
급전 네트워크 복잡성
mmWave 위상 배열(24–100 GHz)을 위한 급전 네트워크를 설계하는 것은 주요 병목 현상입니다. 삽입 손실의 추가 1dB는 유효 등방성 복사 전력(EIRP)을 20–25% 감소시키고, ±5°를 초과하는 위상 오류는 빔 패턴을 왜곡합니다. 28 GHz의 일반적인 8×8 배열은 64개의 급전선이 필요하며, 각 급전선은 cm당 0.2–0.3 dB의 손실을 가지므로, 기업 급전 네트워크에서 총 3–4 dB의 손실이 발생합니다. 더 나쁜 것은, 굽힘이나 T-접합부로 인한 임피던스 불일치가 전력의 10–15%를 반사하여 배열 효율을 85%에서 약 70%로 감소시킬 수 있습니다.
전송선 손실: Rogers 5880 (tanδ=0.0009) 상의 마이크로스트립 라인은 28 GHz에서 cm당 0.15 dB를 손실하지만, 더 저렴한 FR-4 (tanδ=0.02)는 이를 cm당 0.4 dB로 급증시킵니다. 16-요소 배열의 경우, 이 차이만으로도 2.5–3 dB의 전력이 낭비됩니다. 스트립라인 설계는 손실을 30% 줄이지만 제조 복잡성을 증가시켜 PCB 비용을 40–50% 증가시킵니다.
위상 정합: 빔 조향 배열에서, 측엽을 −12 dB 미만으로 제한하기 위해 경로 길이 차이가 λ/10 (28 GHz에서 약 0.1 mm) 미만으로 유지되어야 합니다. 급전선 길이의 ±0.05 mm 정렬 불량은 ±8°의 위상 오류를 유발하여, 빔을 광측에서 0.8°, 40° 스캔에서 2.1°만큼 편향시킵니다. 미앤더 지연선은 보상할 수 있지만, 회전당 0.1–0.2 dB의 손실을 추가합니다.
| 매개변수 | 기업 급전 | 직렬 급전 | 하이브리드 커플러 급전 |
| 삽입 손실 (dB) | 3.2 | 1.8 | 2.5 |
| 위상 오류 (°) | ±5 | ±12 | ±3 |
| 대역폭 (GHz) | 2.5 | 1.2 | 3.0 |
| 제조 허용 오차 | ±20 µm | ±50 µm | ±15 µm |
전력 분할: 윌킨슨 분배기는 포트 간에 −20 dB의 격리를 제공하지만, T-접합부보다 3배 더 많은 면적을 차지합니다. 64-요소 배열에서, 이는 교차 손실을 피하기 위해 4층 PCB를 강제하여 단위 비용을 $12에서 $22로 증가시킵니다. 불균등 전력 분할 (예: 중앙 −3 dB / 가장자리 −6 dB)은 측엽을 2–3 dB만큼 테이퍼링할 수 있지만, 맞춤형 임피던스 변압기가 필요하여 설계 주기에 2주를 추가합니다.
상호 결합: 0.3λ 미만으로 이격된 인접 마이크로스트립 라인은 −15 dB의 전력을 결합하여 진폭 분포를 ±10%만큼 왜곡합니다. 접지면 기반 코플래너 도파관(GBCPW)은 결합을 −25 dB로 줄이지만, 레이저 드릴 비아를 요구하여 제조 비용을 18% 증가시킵니다.
기판 손실 문제
mmWave 주파수(24–100 GHz)에서, 기판 손실은 나쁜 방사 패턴이나 임피던스 불일치보다 더 빠르게 안테나 효율을 파괴할 수 있습니다. 표준 FR-4 (tanδ=0.02) 상의 일반적인 28 GHz 패치 안테나는 유전체 흡수만으로도 복사 전력의 25–30%를 잃어 효율을 85%에서 약 60%로 떨어뜨립니다. Rogers 5880 (tanδ=0.0009)와 같은 고급 재료조차도 표면파 여기로 인해 60 GHz에서 전력의 5–8%를 여전히 낭비합니다. 이 문제는 더 얇은 기판에서 더 심해집니다. 76 GHz에서 0.1 mm 두께의 라미네이트는 유전체에 침투하는 더 강한 프린징 필드로 인해 0.5 mm 보드보다 12–15% 더 많은 손실을 겪을 수 있습니다.
도체 손실은 또 다른 고통을 추가합니다. FR-4 상의 5 µm 구리 트레이스는 Rogers 4350B 상의 동일한 트레이스보다 28 GHz에서 40% 더 높은 저항 손실을 가지는데, 이는 전류 밀도를 거친 표면 입자로 밀어내는 표피 효과 때문입니다. 16-요소 배열의 경우, 이 차이만으로 재료 선택만으로 1.8–2.2 dB의 추가 손실이 발생합니다. 3 µm 금 도금을 하더라도, 도체 손실은 60 GHz에서 마이크로스트립 라인의 cm당 0.3–0.5 dB를 여전히 잡아먹어, 긴 급전 네트워크를 전력을 소모하는 악몽으로 만듭니다.
열 효과는 성능을 더욱 저하시킵니다. 기판 온도가 25°C에서 85°C로 상승하면, PTFE 기반 라미네이트의 유전 상수(εᵣ)가 2–3%만큼 표류하여 공진 주파수가 0.4–0.6 GHz만큼 이탈됩니다. 자동차 레이더 안테나에서, 이는 빔 포인팅 각도를 1–2°만큼 이동시킬 수 있으며, 이는 50미터에서 보행자 감지를 놓칠 수 있을 정도입니다. 습도는 또 다른 조용한 살인자입니다. FR-4의 10% 수분 흡수는 tanδ를 30% 증가시켜 24 GHz에서 cm당 0.2 dB의 손실을 추가합니다.
비용 대 성능 절충은 가혹합니다. FR-4에서 Rogers 3003으로 전환하면 손실이 50% 감소하지만, 기판 비용이 dm²당 $0.30에서 dm²당 $5로 증가합니다. 200 mm × 200 mm 배열의 경우, 이는 단위당 $94의 가격 상승입니다. 일부 설계자는 급전선에는 Rogers RO4003C를 사용하고 지지 구조물에는 FR-4를 사용하는 것과 같은 하이브리드 접근 방식을 시도하며, 이는 재료 비용을 35% 절약하지만, 임피던스 불연속성을 피하기 위해 레이저 드릴 상호 연결이 필요합니다.
표면 거칠기는 종종 간과됩니다. 저가형 PCB에서 일반적인 2 µm RMS 구리 거칠기는 0.5 µm 압연 구리에 비해 28 GHz에서 18% 더 높은 도체 손실을 유발합니다. 전해 구리는 3–4 µm의 결절로 인해 손실이 25% 증가하여 성능이 훨씬 더 나쁩니다. 해결책은 무엇입니까? 부드러운 평탄화 층 또는 로우-프로파일 구리이지만, 이는 제조 비용에 제곱 피트당 $12–$15를 추가합니다.
실용적인 완화 전략에는 복사 패치 아래에 국부적인 고-εᵣ 세라믹 사용(손실을 8% 미만으로 유지하면서 기판 부피를 60% 감소), 유전체 흡수를 줄이기 위한 공기 공동 사용(효율성을 10–12% 향상), 그리고 표면파를 억제하기 위한 접지면 천공 사용(후방 복사를 3–5 dB 감소)이 포함됩니다. 대량 생산의 경우, LTCC (저온 동시 소성 세라믹)는 40 GHz에서 tanδ=0.002를 ±0.5% εᵣ 허용 오차로 제공하지만, $50k 이상의 툴링 투자가 필요하며, 이는 10,000개 단위 이상의 볼륨에서만 실행 가능합니다.
빔 스퀸트 문제
빔 스퀸트(Beam squint)는 안테나의 주 로브가 조향할 때 주파수를 이동하는 현상으로, 광대역 mmWave 시스템에서 숨겨진 살인자입니다. ±45°로 스캔하는 일반적인 28 GHz 위상 배열은 단지 1 GHz 대역폭에 걸쳐 3-5°의 빔 드리프트를 겪을 수 있으며, 이는 30 km/h로 움직이는 5G UE를 놓칠 수 있을 정도입니다. 물리학은 가혹합니다. 중심 주파수에서 100 MHz 오프셋이 발생할 때마다 λ/2 간격을 가진 4-요소 서브어레이는 1.2°의 위상 오류를 유발하여, 빔을 광측에서 0.8°, 40° 스캔에서 2.1°만큼 편향시킵니다.
“77 GHz 자동차 레이더에서 0.5°의 빔 스퀸트조차도 100미터에서 70 cm의 타겟팅 오류로 이어지며, 이는 브레이크를 밟을지 보행자를 칠지의 차이입니다.”
참 시간 지연(TTD) 대 위상 변위기 절충이 솔루션 공간을 지배합니다. 전통적인 5비트 위상 변위기 는 요소당 $0.80 에 불과하지만, 60 GHz에서 4 GHz 대역폭에 걸쳐 4.3° RMS 스퀸트를 생성합니다. 아날로그 TTD 라인 으로 전환하면 이것이 0.7°로 감소하지만, 비용이 요소당 $12로 급증하고 cm당 0.4 dB의 손실 이 추가됩니다. 요소 수준 위상 변위기 를 사용하는 서브어레이 수준 TTD 와 같은 하이브리드 접근 방식은 그 중간을 나눕니다. 즉, 요소당 $4.20 에 1.8° 스퀸트 를 달성하지만, 보정 복잡성으로 인해 배열당 테스트 시간이 30% 증가합니다.
기판 분산은 모든 것을 악화시킵니다. Rogers 3003의 εᵣ는 24-30 GHz에서 2.7% 변화하여, 위상 오류 외에도 λeff 변화를 일으켜 스퀸트를 1.2° 이동시킵니다. LTCC 기판은 0.8% εᵣ 변화로 더 나은 성능을 보이지만, ±25 µm의 레이어 정렬 허용 오차는 0.3°의 추가 빔 포인팅 오류를 유발합니다. 최상의 절충안은 무엇입니까? 융합 실리카 (εᵣ=3.8±0.2%)는 0.5°의 스퀸트 안정성을 제공하지만, FR-4 비용의 8배입니다.
급전 네트워크 비대칭은 문제를 증폭시킵니다. 16개 요소에 걸쳐 0.1 mm의 경로 길이 불일치를 가진 기업 급전은 주파수 효과를 고려하기 전에 1.8°의 스퀸트를 추가합니다. 직렬 급전 배열은 더 나쁩니다. 그들의 진행파 특성은 28 GHz에서 GHz당 8-12°의 스퀸트를 생성하여, 능동 보상 없이는 400 MHz+ 채널에 사용할 수 없게 만듭니다.
대량 생산을 위한 세 가지 실용적인 해결책이 있습니다:
- 밴드 가장자리에서 의도적으로 0.7-1.2°만큼 오차를 두는 사전 왜곡된 위상 코드 (하드웨어 비용 없이 스퀸트를 60% 감소)
- 단일 편파 설계에서 2.3°에서 1°로 스퀸트를 평균화하는 직교 위상 진행을 가진 이중 편파 요소
- 요소당 $0.03의 비용으로 1.5 ps/mm의 참 시간 지연을 추가하는 본드와이어 지연선 (단, ±0.2 ps/mm의 공정 변화가 있음)
자동차 레이더는 이를 다르게 해결합니다. 그들은 200 MHz 단계로 대역폭을 처프하여, 순간적인 스퀸트를 0.2° 미만으로 유지한 다음, 결과를 디지털 방식으로 연결합니다. 이는 76-81 GHz에서는 작동하지만, 400 MHz CA가 지속적인 작동을 요구하는 5G FR2에서는 처참하게 실패합니다.
제조 허용 오차 한계
mmWave 주파수에서, ±5 마이크로미터의 제조 오류는 안테나 성능을 망칠 수 있습니다. 5.3×5.3 mm 요소용으로 설계된 28 GHz 패치 안테나는 표준 PCB 식각 허용 오차로 인해 5.45×5.45 mm로 제조되면 7%의 공진 주파수 이동을 겪을 수 있습니다. 이는 250 MHz의 디튜닝으로 이어지며, 이는 전체 5G NR 채널을 놓칠 수 있을 정도입니다. 심지어 고급 레이저 직접 구조화(LDS) 공정조차도 ±15 µm의 정확도를 주장하지만, 300×300 mm 배열 패널의 열 변형은 종종 ±25 µm의 굽힘을 유발하여 구경 전체에서 1.2 dB의 이득 변화를 초래합니다.
층간 정렬 불량은 또 다른 조용한 살인자입니다. 층 사이에 ±35 µm의 등록 오류가 있는 4층 FR-4 배열은 임피던스 불연속성으로 인해 60 GHz에서 18% 더 높은 삽입 손실을 겪습니다. 0.2 mm 직경의 마이크로비아를 사용할 때, 단지 10 µm의 드릴 이동만으로도 비아 저항이 30% 증가하여 전환당 0.4 dB의 손실이 추가됩니다. 아래 표는 다양한 제조 방법이 주요 매개변수에 미치는 영향을 보여줍니다.
| 공정 | 특징 허용 오차 | 비용 승수 | 60 GHz 손실 영향 |
| 표준 PCB 식각 | ±25 µm | 1.0x | +0.8 dB/cm |
| 레이저 절제 | ±8 µm | 3.2x | +0.3 dB/cm |
| 반가산 공정 | ±5 µm | 6.5x | +0.15 dB/cm |
| 박막 증착 | ±2 µm | 18x | +0.05 dB/cm |
경화 중 재료 수축은 골칫거리를 만듭니다. PTFE 기반 기판은 라미네이션 중 0.3-0.7% 수축하여, 신중하게 설계된 λ/4 스터브를 λ/4.6 불일치로 바꿉니다. 76 GHz 자동차 레이더의 경우, 이는 5°의 빔 포인팅 오류를 의미하며, 이를 수정하기 위해 배열당 3시간의 레이저 트리밍이 필요합니다. 이는 생산 비용에 단위당 $22를 추가합니다. AlN과 같은 저수축 세라믹조차도 여전히 ±0.15%의 변동이 있어, 설계자는 중요한 특징 주변에 ±50 µm의 금지 구역을 구현해야 합니다.
표면 거칠기는 mmWave에서 더 중요합니다. 표준 3 µm Ra 구리는 1 µm Ra 압연 구리에 비해 28 GHz에서 12% 더 높은 도체 손실을 유발합니다. 16-요소 서브어레이를 구축할 때, 이 거칠기 변화만으로도 채널 간에 1.5 dB의 진폭 불균형이 발생할 수 있습니다. 해결책은 무엇입니까? 니켈 위의 전기도금 금은 0.8 µm Ra를 달성하지만, 제조 비용에 cm²당 $0.35를 추가합니다. 이는 레이더 배열에는 합리적이지만, 대규모 MIMO 패널에는 너무 비쌉니다.
표면파 효과
mmWave 주파수에서, 표면파는 복사 전력의 15–25%를 훔쳐갈 수 있으며, 이를 패턴 무결성과 효율성을 망치는 원치 않는 기판 모드로 바꿉니다. Rogers 5880 (εᵣ=2.2) 상의 28 GHz 패치 안테나는 전체 에너지의 8–12%를 운반하는 표면파를 여기시켜, 기판 가장자리에서 재방사될 때 3–5 dB의 측엽 열화 및 ±10°의 빔 스퀸트를 생성합니다. 고-εᵣ 알루미나 (εᵣ=9.8)로 전환하면 문제가 악화됩니다. 전력의 40–50%가 표면파와 결합하여 60 GHz에서 안테나 효율을 85%에서 45%로 떨어뜨립니다.
두께 대 파장 비율은 문제가 얼마나 심각해지는지를 결정합니다. 28 GHz에서 0.5 mm 두께의 기판 (≈λ/20)은 0.2 mm 보드보다 표면파를 더 잘 억제하지만, 단지 6–8%만 그렇습니다. 너무 두꺼워지면(예: 1.5 mm), 표면파 손실을 2–3 dB의 후방 로브 복사를 추가하는 가짜 평행판 모드와 교환하게 됩니다. 가장 적절한 지점은 무엇입니까? 24–40 GHz의 경우 0.3–0.4 mm 두께이며, 여기서 표면파 손실은 12% 미만으로 유지되면서 기계적 강성을 유지합니다.
접지면 결함은 문제를 증폭시킵니다. 76 GHz 안테나 아래 접지층의 2 mm 틈은 90° 위상 변화로 표면파를 반사하여, ±30°에서 H-평면 패턴에 4–6 dB의 널(null)을 생성합니다. λ/4 간격으로 이격된 0.1 mm 직경의 비아 홀조차도 표면파를 주파수에 걸쳐 3 dB의 빔 폭 변화로 산란시킬 수 있습니다. 해결책은 무엇입니까? λ/10 비아 스티칭 (28 GHz에서 약 0.3 mm)을 가진 연속적인 접지면은 산란된 에너지를 15–20% 줄이지만, 이는 30% 더 많은 PCB 실면적을 잡아먹습니다.
재료 선택은 양날의 검입니다. 저-εᵣ PTFE 기판 (εᵣ=2.1)은 표면파 결합을 5–8%로 최소화하지만, 그들의 나쁜 열 전도성(+150°C 작동 온도)은 10분 전송 후 공진 주파수를 0.2 GHz만큼 이동시킵니다. 세라믹 충전 라미네이트 (εᵣ=6.15)는 열을 더 잘 처리하지만, 금속 렌즈 구조를 추가하지 않으면 25–30%의 표면파 손실을 겪으며, 이는 단위 비용을 $22–$35만큼 증가시킵니다.
편파 제어 방법
mmWave 주파수(24-100 GHz)에서 편파 관리는 5%의 신호 끊김과 99.9%의 링크 신뢰성 사이의 차이를 만듭니다. 단일 선형 편파를 가진 표준 28 GHz 패치 안테나는 8-12 dB의 교차 편파 식별(XPD)을 겪지만, 최신 5G FR2 시스템은 800 MHz 대역폭에서 256-QAM 변조를 유지하기 위해 >18 dB XPD를 요구합니다. 60 GHz 백홀에서, 부적절한 편파 제어는 다중 경로 간섭으로 인해 30%의 처리량 손실을 유발하며, 이는 링크당 연간 $15,000를 낭비하는 것과 같습니다.
원형 편파(CP) 기술은 mmWave 설계를 지배합니다. 단일 급전의 기본 사각형 패치는 28 GHz에서 3 dB 축비(AR) 대역폭이 단지 1.2%에 불과한 반면, 이중 급전 모서리가 잘린 패치는 이를 8%로 개선하지만, 두 배의 급전 네트워크 복잡성이 필요합니다. 아래 표는 다양한 CP 생성 방법의 비교를 보여줍니다.
| 기술 | 3dB AR 대역폭 | 30°에서의 XPD | 비용 영향 |
| 단일 급전 사각형 패치 | 1.8% | 14 dB | +$0 |
| 이중 급전 잘린 모서리 | 7.5% | 22 dB | +$3.20/단위 |
| 순차 회전 배열 | 12% | 28 dB | +$8.50/단위 |
| 헬리컬 안테나 | 15% | 32 dB | +$22/단위 |
편파 재구성 가능성은 또 다른 차원을 추가합니다. PIN 다이오드 스위치는 300 ns 내에 LHCP/RHCP 사이를 전환할 수 있지만, 60 GHz에서 스위치당 0.7 dB의 삽입 손실을 유발하여 시스템 효율성을 12% 떨어뜨립니다. MEMS 기반 솔루션은 0.2 dB 손실로 더 나은 성능을 보이지만, 그들의 1.5 µs 스위칭 시간은 편파 핸드오버 동안 4-6개의 심볼 오류를 유발합니다. 가장 비용 효율적인 접근 방식은 기계적 회전을 사용하는 것입니다. 90° 회전 메커니즘은 0.3 dB 미만의 손실로 편파를 변경하지만, 50 ms의 지연 시간과 단위당 $7.50의 기계적 복잡성을 추가합니다.
재료 이방성은 예상치 못한 문제를 만듭니다. 표준 FR-4 는 직조 방향 사이에 3-5%의 유전 상수 변화 를 보여 32-요소 배열 에서 2-3°의 편파 기울기 를 유발합니다. Rogers RT/duroid 5880 은 이를 0.8% 변화 로 줄이지만, dm²당 $18 의 가격은 중요 구성 요소에 대한 사용을 제한합니다. 대량 생산을 위해 유리 강화 탄화수소 세라믹 은 dm²당 $1.25 를 제공하며, 이는 최상의 절충안을 나타냅니다.
제조 허용 오차는 대부분이 인식하는 것보다 편파 순도에 더 많은 영향을 미칩니다. 순차 회전 배열에서 0.1 mm의 정렬 불량은 축비를 1.2 dB만큼 저하시키는 반면, 헬리컬 안테나 회전의 ±5° 각도 오류는 XPD를 6-8 dB만큼 악화시킵니다. 레이저 절단 메타표면은 생산 후 이러한 오류를 수정할 수 있지만, 제조 비용에 cm²당 $0.35를 추가합니다.
